聚星注册Login地址目前国内外DC-DC变换电路中最常用的电路拓扑形式之一是全桥变换电路拓扑，在大中功率应用场合更是首选拓扑。

　　全桥电路结构如下图所示，全桥变换器的基本工作原理是直流电压Vin 经过Q1、D1～Q4、D4组成的全桥开关变换器，在高频变压器初级得到高频交流方波电压，经变压器降压，再全波整流变换成直流方波，最后通过电感L、电容C组成的滤波器，在R上得到平直的直流电压。全桥直流变换器由全桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路组成，也属于直流-交流-直流变换器。

　　全桥变换器三种基本的控制方式，分别是双极性控制、有限双极性控制和移相控制。下面来简要说明几种控制方式的区别。

　　这种控制方式的开关管Q2和Q3、Q1和Q4同时开通和关断，两对开关管以PWM方式交替开通和关断，其开通时间不超过半个开关周期，即它们的开通角小于180度。当Q1和Q4导通时，Q2和Q3上的电压为Vin，反之亦然。当四个开关管全都处在截止状态时，每个开关管所承受的电压为Vin/2。由高频变压器的漏感与开关管结电容在开关过程中产生高频振荡所引起的电压尖峰，当其超过输入电压时，钳位二极管Dl～D4将导通，使开关管两端的电压被限制在输入电压上。这种控制方式是过去全桥电路最基本的方式。各开关管的驱动波形和工作波形如图所示。

　　它的电路中同一个桥臂的两个开关管(例如Q2，Q4)180度互补导通，另一个开关桥臂的两个开关管的导通占空比可调。在正半周期中，Q4一直开通，Q1只开通一段时间。在负半周期中，Q2一直开通，Q3只开通一段时间。Q1和Q3分别在Q4 和Q2之前关断，定义Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q2和Q3组成的桥臂为滞后桥臂。 各开关管的驱动波形和工作波形如图所示。

　　移相控制方式的每个桥臂的两个开关管180度互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位，即所谓移相角。通过调节移相角的大小来调节输出脉冲宽度，从而达到调节相应的输出电压的目的。Q1，Q3的驱动信号分别领先于Q4，Q2，可以定义Q1，Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q2，Q4组成的桥臂为滞后桥臂。各开关管的驱动波形和工作波形如图所示。

　　移相全桥ZVSDCDC变换器是目前应用最广泛的软开关电路之一。作为一种具有优良性能的移相全桥变换器，其两个桥臂的开关管均在零电压软开关条件下运行，开关损耗小，结构简单，顺应了直流电源小型化、高频化的发展趋势，因此在中大功率DCDC变换场合得到了广泛应用，而系统数字化控制可进一步提高系统的可靠性。数字化系统具备完整的可编程能力，它使程序修改、算法升级、功能移植都非常容易，

　　ZVS PWM DCDC全桥变换器的主电路结构如图1所示，其主要波形如图2所示。由图1可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。 Q1、D1 和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂;C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容;Lr是谐振电感，包括变压器的漏感;T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，RL是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位（即移相角），通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DCDC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管 Q1～Q4，在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压;经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin/K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin/K的直流方波电压。这个直流方波电压经过Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为

　　UO=DVin/K（D是占空比）。Ton是导通时间，Ts是开关周期（Ts=t12-t0）。通过调节占空比D来调节输出电压UO。

　　① 在一个开关周期Ts内，每个开关导通时间都略小于Ts/2，而关断时间略大于Ts/2。

　　② 同一个半桥中，上、下两个开关不能同时处于开通状态，每个开关关断到另一个开关开通都要经过一定的死区时间。

　　③ 比较互为对角的两对开关管Q1、Q4和Q2、Q3的开关函数波形，Q1的波形比Q4的波形超前0~ Ton/2时间，Q2的波形比Q3的波形超前0~ Ton/2时间，因此Q1和Q2为超前桥臂， Q3和Q4为滞后桥臂。

　　控制电路的作用：将一定范围内连续变化的控制量模拟信号转化为PWM信号，该信号开关频率固定，占空比随输入信号连续变化。常用的PWM控制器SG1525/2525/3525,TL494等。

　　SG3525通过内部的振荡器产生一锯齿波电压作为载波信号，反馈电压和参考电压通过内部的误差放大器比较并输出误差电压，此误差电压作为调制信号，载波信号和调制信号叠加用于确定脉宽调制波的占空比。

　　反馈电压越高，输出脉冲的占空比越小，反之则越大。当交流输入电压波动或负载变化引起输出电压变化时，由于系统的负反馈作用，PWM输出脉冲宽度自动调整，从而实现稳压。

　　图3为变换器硬件结构框图。由图可见，系统采用闭环控制方式，将变换器两侧的电压、电流经霍尔检测电路检测并转换成相应的电压信号进行滤波，所得的反馈信号一方面送入DSP片内进行A/D转换后进行闭环控制运算，同时送到故障保护电路。本系统电压环采用PI调节器。数字PI调节器根据给定值和反馈信号值进行偏差调节，其输出结果决定了超前、滞后臂之间PWM驱动波形移相角的大小，从而使控制量跟踪给定量;DSP发出的驱动信号经电平转换电路进行电平转换后，送到驱动芯片M57962L形成最终的IGBT驱动信号。故障保护电路则对电流、电压反馈信号进行判断、处理，在故障发生时给出故障信号并从软件上置 PWM为无效方式，硬件上立即封锁IGBT驱动，对系统进行保护。数码管显示电路由带SPI接口的MAX7219和多位数码管组成。MAX7219适合标准的SPI通信方式，同时还具有译码、驱动及数据锁存功能。每片MAX7219能以扫描方式对4位数码管进行智能化管理，大大降低了微处理器用于实时显示的时间。

　　移相是滞后臂驱动相对于超前臂驱动之间的一个周期性延时，其延时角即为移相角。设PWM1/PWM2驱动超前臂开关管，PWM3/PWM4驱动滞后臂开关管，每个桥臂上下两管之间的驱动互补且带死区。在实现中

　　可以固定超前臂的驱动在每一周期的T0时刻发出，那么只要延迟移相角Φ对应的时间再发生全比较事件则可以得到滞后臂的驱动，可以实现0°～180°范围内的自由移相。由图4可见，定时器T1的计数方式为连续增减模式，在计数器T1CNT=0和T1CNT=T1PR时分别更新CMPR1和CMPR2的值，这一过程可以分别在T1的下溢中断和周期中断中完成。设移相角Φ对应的延迟时间为Td，显然在0～T/2、T/2～T时间段内，CMPR1、CMPR2值的关系可分别表示如下：

　　系统软件主要有主程序和中断服务程序两大部分。主程序主要是完成系统初始化、开关机检测、开关机初始化，然后进入主程序循环等待中断，图5为主程序流程。中断服务程序包括周期中断程序、下溢中断程序等。在周期中断程序中完成读取电压采样值、数字滤波、实施控制算法、启动电流A/D转换、调节器运算程序等工作。如果系统出现故障，则外部硬件产生信号去封锁脉冲放大和整形电路，同时产生信号送DSP，产生中断封锁脉冲输出。

　　为了达到更好的控制效果，调节器采用变参数数字PI算法，其控制思想是按照电压误差e（k）的正、负及上升、下降趋势，将反馈电压一个周期的波动分为6个区间，在不同的区间调用不同的 PI参数，从而实现最佳PI 调节，其数学表达式为：

　　根据前述方案搭建了实验系统，实验中采用三菱公司的智能功率模块（IPM）PM200DSA120作为逆变器的主开关器件。它抗干扰能力强、开关速度较快，功耗较低，具有驱动电源欠压保护、桥臂对管互锁保护、 过流保护以及过热保护等功能。开关频率为fs=10 kHz，开通时间为ton=1.4 μs，关断时间为toff=2.0 μs。实验波形如图7至图9所示。图7为 PWM1、PWM2的互补波形，由图可知，它们之间存在死区，该死区是可编程的，可根据实际情况来确定。图8为PWM1、PWM3之间的移相15°的波形，该移相角可通过程序来控制，根据给定及负载的大小进行自动调节。图9为T1管的驱动波形，正电压大约为15 V，负电压大约为9 V。