首页，顺盈注册注册TL494集成电路内部电路如图3所示，它由振荡器、D触发器、死区时间比较器、PWM比较器、两个误差放大器、5V基准电压源和两个驱动三极管等组成。当TL494正常工作时，输出脉冲的频率取决于5脚和6脚所接的电容和电阻，表达式为 ，在电容CT两端形成的是锯齿波，该锯齿波同时加给死区时间控制比较器和PWM比较器，死区时间控制比较器根据4脚所设置的电压大小输出脉冲的死区宽度，利用该脚可以设计电源的软启动电路、欠压或过压电路等。输出调制脉冲宽度是由电容CT端的正向锯齿波和3、4脚输入的两个控制信号综合比较后确定的。当外接控制信号电压大于5脚电压时，9、10脚输出脉冲为低电平（设9、10脚为跟随器输出接法），所以随着输入控制信号幅值的增加，TL494输出脉冲占空比减小。13脚为输出脉冲模式控制端，当该端为高电平时，两路脉冲输出分别有触发器的 和 端控制，两路信号输出互补，即推挽输出，此时PWM脉冲输出频率为振荡器频率的一半，最大占空比为48%。若13脚接地，触发器控制不起作用，两路输出脉冲相同，其频率与振荡器频率相同，最大占空比为96%，为了增大驱动电流的能力，一般使用时可将两路并联输出。
在电路中二极管最大反向电压为U0，流过的电流是输入电流II，所以在选择二极管时，
管子的额定电压和额定电流都要留有充分大的余地。另外选择续流二极管时还要求导通电阻要小，开关频率要高，一般要选用肖特基二极管和快恢复二极管。本设计选用MBR10100CT，其最大方向工作电压为100V，最大正向工作电流为10A，完全满足设计要求。
1、首先将由TL494组成的控制电路按图4在面包板上插接或在实验板上焊接起来（此时主回路先不接入）。
2、检查无误后，假如12V电源。1脚和16脚通过电阻接地，用示波器观察9、10脚连接点的输出脉冲的波形，由于反馈信号没有引入，此时输出脉冲信号的脉宽最大；测量脉冲信号的频率是否为50kHz；同时调节电位器RP2，使15脚电位等于2.2V。
图1（a）是升压式DC-DC变换器的主电路，它主要由功率开关管VT、储能电感L、滤波电容C和续流二极管VD组成。电路的工作原理是，当控制信号Vi为高电平时，开关管VT导通，能量从输入电源流入，储存于电感L中，由于VT导通时其饱和压降很小，所以二极管D反偏而截止，此时存储在滤波电容C中的能量释放给负载。当控制信号Vi为低电平时，开关管VT截止，由于电感L中的电流不能突变，它所产生的感应电势将阻止电流的减小，感应电势的极性是左负右正，使二极管D导通，此时存储在电感L中的能量经二极管D对滤波电容C充电，同时提供给负载。电路各点的工作波形如图1（b）。
2、在图1所示的DC-DC升压电路中，若电感、电容的值足够大，已知输入电压等于12V，负载电阻等于20Ω，输入脉冲信号的T=40μS，TON=25μS。计算输出电压和电流的大小。
3、什么是PWM控制方式?将集成PWM控制电路TL494的2脚和3脚相连，15、16、13脚接地，在3脚加入可调的直流电压，观察输出脉冲宽度将如何变化？
4、为了防止DC-DC变换器在开启瞬间产生过大的冲击电流和电压，一般希望输出电压实现软启动，即输出由低到高逐渐增大。试在图4电路中利用TL494的4脚加入软启动电路。
5、为了防止图4电路输出电压过高，试加入一个过压保护电路。要求输出电压大于50V时，保护电路动作。
该升压电路结构选择图1所示的电路。该变换电路设计主要是确定关键元件：输出滤波电容C、电感L、开关管VT和二极管D。
TL494内部包含两个误差放大器，若两个误差放大器的反相输入端2、15脚的参考电位一定，当它们的同相输入端电位升高时，输出脉冲的宽度变窄；反之脉冲宽度变宽。所以一般将两个误差放大器的同相和反相输入端分别接到基准信号和反馈信号，使系统完成闭环控制，实现控制对象的稳定。在实际使用中，常利用TL494内部基准电源向外提供5V基准参考电压，再通过电阻分压网络给误差放大器提供基准电位。
过流保护电路可以利用TL494内部另一误差放大器实现。图中电流取样电阻选择1Ω/2W的精密电阻，两端并联一高频滤波电容，误差放大器的反相端（15脚）接电压等于2.2V的基准电压，电流取样电阻上的电压输入误差放大器的同相输入端（16脚），当电流大于1.2A时，16脚电压大于15脚电压，误差放大器输出增大，TL494输出脉冲宽度变窄，输出电压减小，则起到限流作用。
内部损耗，则变换器的输出能量和变换器的输入能量相等，即 ，所以 ，即从电源取出的平均电流也就是流入电感的平均电流。
电感电流的纹波分量是三角波，在TON期间，电流的增量为 ；在TOFF期间，电流将下降，其减少量为 ；在稳态下， 。在选择△I时，一般要求电感的峰值电流不大于其最大平均电流的20%，以免使电感饱和；同时流过电感中的电流最小值也应大于或等于零。实际设计时，选择电感电流的增量 ，所以 ，在开关频率选择50kHz和给定的条件及要求下，计算电感量为42μH，实际选择100μH/2A的电感。电感可以买成品也可自己绕制。
DC-DC功率变换器的种类很多。按照输入/输出电路是否隔离来分，可分为非隔离型和隔离型两大类。非隔离型的DC-DC变换器又可分为降压式、升压式、极性反转式等几种；隔离型的DC-DC变换器又可分为单端正激式、单端反激式、双端半桥、双端全桥等几种。下面主要讨论非隔离型升压式DC-DC变换器的工作原理。
储能电感L中的电流在开关管导通期间的增量应等于在开关管截止期间的减量，即 ，所以： ，其中 。可见改变占空比大小，就可以获得所需要的电压值，由于占空比总是小于1，所以输出电压总是大于输入电压。
通过输出电压的关系式可以看出，在输入电压或负载变化，要保证输出电压保持稳定时，可以采用两种方案。第一可以维持开关管的截止时间TOFF不变，通过改变脉冲的频率f来维持输出电压U0的稳定，这便是脉冲频率调制（PFM）控制方式DC-DC变换器；第二可以保持脉冲的周期T不变，通过改变开关管的导通时间TON，即脉冲的占空比q，以实现输出电压的稳定，这就是脉宽调制（PWM）控制方式DC-DC变换器。由于目前已经有各种型号的集成PWM控制器，所以DC-DC变换器普遍采用PWM控制方式。
一、设计任务：设计一个将12V升高到24V的DC-DC变换器。在电阻负载下，要求如下：
开关管VT在电路中承受的最大电压是U0，考虑到输入电压波动和电感的反峰尖刺电
压的影响，所以开关管的最大电压应满足＞1.1×1.2U0。实际在选定开关管时，管子的最大允许工作电压值还应留有充分的余地，一般选择（2~3）1.1×1.2U0。开关管的最大允许工作电流，一般选择（2~3）II。开关管的选择，主要考虑开关管驱动电路要简单、开关频率要高、导通电阻要小等。本设计选择N沟道功率场效应管IRF3205，该器件的VDSM=55V，
DC-DC变换器控制电路选用集成PWM控制器TL494构成，调制脉冲的频率选择50kHz，选择振荡电容CT为1000pF，电阻RT为22kΩ即可满足要求。脉冲采用单端输出方式，将13脚接地，为了提高驱动能力，从内部三极管的集电极输出，并将两路并联，即将8、11脚并联接电源（即输入电压UI），9、10脚并联，该端即为脉冲输出端。为了保证输出电压U0稳定，要引入负反馈，即通过取样电阻R1、R2、RP1将输出电压反馈到TL494内部误差放大器的同相输入端（1脚），误差放大器的反相输入端（2脚）接一参考电压，图中由电阻R3、R4、RP2组成；当输出电压增高时，反馈信号和参考电压比较后，误差放大器的输出增大，结果使输出脉冲的宽度变窄，开关管的导通时间变短，输出电压将保持稳定。图中连接在误差放大器2脚和3脚之间的电阻和电容是构成PID调节器，目的是改善系统的动态特性。在给定参数下，调节RP2使15脚电位等于2.2V，然后调节RP1即可调节输出电压值。
假定储能电感L充电回路的电阻很小，即时间常数很大，当开关管VT导通时，忽略管子的导通压降，通过电感L的电流近似是线性增加的。即： ，其中ILV是流过储能电感电流的最小值。在开关管VT导通结束时，流过电感L的电流为： ，iL的增量为 。在开关管VT关断时，续流二极管D导通，储能电感L两端的电压为 ，所以流过储能电感L的电流为： ，当开关管VT截止结束时，流过电感L的电流为： ，iL的减少量为 。在电路进入稳态后，
图2是DC-DC升压稳压变换器的原理图，它主要有取样电路、比较放大、PWM控制器和DC-DC升压变换器组成。其稳压原理是，假如输入电压UI增大，则通过取样电阻将输出电压的变化（增大）采样，和基准电压相比较通过比较放大器输出信号去控制PWM控制器输出脉冲占空比q的变化（减小），结果可使输出电压保持稳定。反之，当输入电压减小时，PWM控制器输出脉冲占空比q也自动变化（增大），输出电压仍能稳定。
3、上述控制电路调试正确后，将DC-DC升压变换器主回路接入，在负载RL情况下，接通输入12V直流电源，调节电位器RP1，使输出电压U0等于24V。
4、将电阻为50Ω/100W的可变电阻接入到变换器的输出端，调节电阻大小，使输出Βιβλιοθήκη Baidu流大小等于1A，然后分别对变换器的性能指标进行测试。
5、过流保护测试。当逐渐增大输出电流时，用示波器观察PWM控制器输出脉冲的变化情况，同时测量输出电压的变化。
假如输出滤波电容C必须在VT导通的TON期间供给全部负载电流，设在TON期间C上的电压降≤△U0，△U0为要求的纹波电压。则 ，又因为 ，所以 ，选择开关频率等于50KHz，在本设计给定的条件及要求下，计算输出滤波电容的值为：10μF，实际选择100μF/50V的电容。
根据电路的工作波形，电感电流包括直流平均值和纹波分量两部分。假若忽略电路的
